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小功率碳化硅集成模块若干关键问题研究

时间:2022-05-21来源:博士论文

在针对碳化硅的各种新型封装的研究中,集成器件栅极驱动、瓷片电容的封装形式能 够大幅减小功率回路以及驱动回路寄生电感,有助于实现碳化硅器件的快速开关,低延时 控制,进而减小损耗,提升频率和装置的功率密度。本文以小功率碳化硅集成封装模块为 研究对象,分别从模块的热、电及保护控制三方面出发,针对其中的若干关键问题进行了 研究分析。 模块的热性能与其损耗密切相关。在集成模块的所有损耗中,开关损耗计算最为复杂。 碳化硅集成功率功模块结构紧凑,传统的基于准确测量开关波形并计算损耗的方法难以实 现。因此,本文基于实际电路中的寄生电感参数、驱动电压、电阻以及器件的转移特性、 寄生电容等参数建立动态开关模型来实现损耗的快速评估。在建模过程中,充分考虑了 SiC MOSFET 在高漏源电压(vds)下受短沟道效应影响的转移特性以及动态开关过程中反向传 输电容特性。通过设计测量电路对其进行了测量并对比了他们与传统数据手册中数据的差 别与影响,最终得到的修正模型能够更加准确地预测器件的开关波形,并且极大地提高了 损耗评估的准确性。 在模块电性能方面,碳化硅集成功率模块内部的复杂电磁环境,在开关过程中对驱动 会产生干扰,影响正常工作。器件开关过程中,桥臂中点处极大的 dv/dt 通过敷铜陶瓷板 上下铜层之间的寄生电容耦合到模块的的驱动芯片输入端,易造成器件的误开关动作。本 文针对这些干扰问题进行了建模分析,根据建模的结果可知这些干扰在开关速度达到一定 程度时会导致诸如误开通或者桥臂直通等问题。本文根据干扰模型提出了一系列的干扰抑 制方案并对其效果进行了对比。其中引入屏蔽层的方法能够完全消除 dv/dt 带来的干扰影 响,同时不影响器件的正常开关速度。 为进一步提升碳化硅集成功率模块的工作性能与可靠性,本文探索了在模块内部集成 电流采样的可行性。本文利用隧道磁电阻(Tunnel Magnetoresistance, TMR)传感器的小尺 寸、高带宽、低延时等特性,对其在集成模块中的应用进行了分析,以期实现模块内部在 短路保护、过流检测以及峰值电流检测等方面的快速响应。在实际应用过程中,被测电流 变化时产生的磁场会在 TMR 输出回路上产生感应电动势,而且被测电流导线中的电压波 动会以电场的方式通过空间电容耦合到 TMR 内部。两者均会干扰电流采样。通过理论分 析与实验验证,建议在应用TMR时应尽量减小回路面积并尽可能提高信噪比,还建议TMR V 浙江大学博士学位论文 摘要 布局在电位变化较小的导线附近并添加梳状地屏蔽层以减小干扰的影响。本文将优化后的 TMR 采样方案应用于图腾柱 PFC 的电流过零检测(Zero Current Detection,ZCD),TMR 采样波形能够准确地反映被测电流大小,并在全电压范围内能够实现续流管零电流关断。 最后采用优化后的 TMR 在碳化硅集成功率模块进行了电流采样实验,从双脉冲到 buck 电 路连续工作模式,该方案均能准确测量所在位置器件电流大小,为在碳化硅集成功率模块 中集成电流采样功能提供了设计参考
SiC MOSFET,封装,集成功率模块,开关损耗模型,电磁干扰,隧道磁电 阻,电流采样
小功率碳化硅集成模块若干关键问题研究

本文首先介绍碳化硅(SiC)器件封装的研究背景。在此基础上针对碳化硅器件的封
装进行了详细的研究综述,并特别针对现有的碳化硅集成功率模块(IPM)进行了调研分
析。最后介绍了本文的主要研究内容。
1.1 研究背景
能源是经济社会发展的重要物质基础。随着人类社会的高速发展,依赖传统化石能源
的经济发展模式给全球带来了严重的环境问题,威胁人类生存。为实现经济社会的可持续
发展,世界各国已经开始高度关注该问题并出台了一系列相应方案措施来应对这一挑战。
我国作为目前世界上最大的碳排放国家,能源清洁低碳转型要求紧迫。中国力争于 2030 年
前达到二氧化碳排放峰值,努力争取 2060 年前实现碳中和[1]。2020 年 12 月 12 日,习近
平总书记在气候雄心峰会上进一步宣布,到 2030 年,我国单位国内生产总值二氧化碳排
放将比 2005 年下降 65%以上,非化石能源占一次能源消费比重将达到 25%左右,风电、
太阳能发电装机总量将达到 12 亿千瓦以上[2]。除大力发展新能源发电产业之外,各国也正
极力推动新能源汽车的发展并制定了禁售燃油车的长期计划。借助新能源的蓬勃势头,电
力电子技术也得到了广泛应用和发展。
目前纯电动汽车呈现迅猛发展趋势,为提高电动汽车的续航里程,一方面可以提高电
池母线电压(400V 母线提升至 800V 母线)以减小逆变器工作的电流大小,提升系统效
率;另一方面可以增加电池容量。电池容量增加的同时,为减小用户充电时间,可以采用
增大车载充电机功率密度和直流快充等方案。相比于 Si 器件,SiC 器件在低导通电阻、耐
高压、耐高温、高频等方面具有显著优势。针对电动汽车的里程焦虑问题,SiC 器件可提
供极好的解决方案,实现电动汽车电控系统以及充电系统的显著提升。目前,丰田、特斯
拉、比亚迪等厂商已经将 SiC 器件用于电动汽车逆变器当中。据估计,SiC 汽车市场有望
以 38%的复合年增长率在 2025 年达到 15.5 亿美元[3]。此外,考虑到充电设施以及新能源
产业等方面,SiC 的总市场份额有望于 2025 年达到 25.6 亿美元[3]。
1.1.1 SiC 功率器件的应用
SiC 器件的市场预期分解如图 1.1 所示[3]。据预测,SiC 总的市场份额将由 2019 年的
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浙江大学博士学位论文 第一章 绪论
xEV(电机逆变+车载充电机+DC/DC 变换器)
光伏+储能
xEV充电设施
PFC/电源
轨道交通
电机驱动
UPS
其他(风电,国防,R&D等)
2019
$541M
$5M
$225M
$9M $107M
$125M
$14M $32M $25M CAGR2019-2025:
+30%
$1553M
CAGR:+38%
 $118M
CAGR:
 +55%
$314M
CAGR:
 +17% $154M
CAGR:
 +6%
2025
$2562M
 $225M
CAGR:
 +90%
 $89M
CAGR:
 +24%
CAGR:复合年增长率 $38M
CAGR:
 +18% $69M
CAGR:
 +13%
图 1.1 2019-2025 SiC 功率器件市场预测及分布
(a) 特斯拉 Model 3 SiC 逆变器 (b) 比亚迪汉 EV SiC 三相模块
功率模块
线圈
电容
目标:
Si PCU 体积减小80% SiC PCU
(c) 丰田功率控制单元(PCU)
图 1.2 SiC 功率器件在新能源汽车上的应用
5.41 亿美元以年均 30%的速度增长到 2025 年的 25.6 亿美元,其中新能源汽车占据 60.6%
的比例,另有 8.8%是新能源相关的充电设施基础建设。此外,SiC 器件在光伏储能、电源、
电机驱动等领域也有广泛应用。
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浙江大学博士学位论文 第一章 绪论
目前,比亚迪,特斯拉,丰田等汽车厂商已有搭载 SiC MOSFET 的乘用车上市。图
1.2(a)为特斯拉 Model 3 型电动汽车的逆变器,采用 STmicro 公司的 SiC MOSFET,图 1.2(b)
为比亚迪汉 EV 中采用的 SiC 三相逆变功率模块。早于 2014 年,日本丰田汽车公司即宣
布研制全碳化硅器件的电动汽车功率控制单元(PCU),如图 1.2(c)所示,得益于 SiC 器件
的高频低损特性,预期目标为使 SiC PCU 相比于 Si PCU 体积减小 80%。此外,受电动汽
车空间大小限制,其配备的车载充电机(OBC)对功率密度较为敏感。而 SiC 器件高频低
损的优良特性能够大幅提升车载充电机的充电效率和功率密度。因此,SiC 器件在车载充
电机领域也有广阔的市场前景。目前,各大厂商已经在研发 SiC OBC 的相关产品,如 Rohm
公司和中国联合汽车电子系统有限公司(UAES)在上海成立 SiC 技术联合实验室,其采
用 SiC 的车载应用已于 2020 年成功投入量产[4],STmicro 已开始为雷诺-日产-三菱(联盟)
提供 SiC 芯片用于车载充电机的研发等[5]。
除在新能源汽车领域内,在中小功率应用场合,SiC MOSFET 也逐渐得到推广应用。
如三菱、英飞凌纷纷推出全 SiC MOSFET IPM(集成功率模块)[6],广泛应用于空调、冰
箱、洗衣机等家电和工业电机控制领域。
1.1.2 SiC MOSFET 在实际应用时存在的问题
目前市场上的 SiC 开关器件主要为 SiC MOSFET。得益于宽禁带材料优势,其更适宜
应用在高压领域,取代现有设备中普遍使用的 Si IGBT。相比于同等电压、电流等级的 Si
IGBT,SiC MOSFET 具有更小的寄生电容参数;同时,作为单极性器件,SiC MOSFET 在
关断时没有拖尾电流。因此,SiC MOSFET 开关损耗更小,能工作在较高的开关频率以减
小无源器件体积,提升电力电子装置的功率密度。
相比于 Si IGBT,SiC MOSFET 因为具有更小的内部寄生电容,可以实现器件的快速
开关,其开关时间仅为十几纳秒甚至小于十纳秒。极速的开关速度带来极大的 di/dt 和极
大的 dv/dt,进而引起器件开关过程中的振荡、电压电流过冲、串扰以及电磁兼容等一系列
问题。因此,SiC MOSFET 在开关过程中,对于电路中的寄生电感、电容参数等极其敏感。
在实际应用过程中,人们需要注意合理安排芯片布局,减小回路寄生参数。目前 SiC
MOSFET 的封装主要沿用传统 Si 器件封装技术,由封装带来的寄生参数往往限制了整体
系统电路寄生参数的优化。为保证电路的安全可靠工作,人们常通过减慢开关速度,降低
开关频率等方式来减小器件的电流电压应力,减少电磁干扰问题,无法充分发挥 SiC
MOSFET 快速开关的器件优势。
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浙江大学博士学位论文 第一章 绪论
除开关速度快,SiC 器件还适合在高温环境中工作,目前实验测得的 SiC 器件的工作
温度可以达到 300℃以上[7]。而传统 Si 器件工作温度一般在 150℃以下,其相应的封装材
料及结构也只保证 150℃以下工作的可靠性。在 SiC 器件高温应用场合中,传统封装材料
的可靠性将急剧下降。解决这一问题的关键在于找出适宜高温工作的封装材料并使封装中
不同材料层之间的热性能尽量匹配。此外,如何进一步提升封装的散热性能也是 SiC
MOSFET 可靠稳定工作以及提升系统功率密度的一大关键。
1.2 SiC 功率器件封装综述
目前 SiC 功率器件目前主要沿用传统 Si 器件的封装形式,单管芯片普遍采用 TO 系
列封装,模块采用叠层结构封装等。随着人们对 SiC 器件特性的深入理解,各种改进型以
及新型封装方式被提出以匹配 SiC 器件的高速开关,高温工作等需求。
1.2.1 传统功率器件封装
如图 1.3 所示为采用传统封装形式的 SiC MOSFET 单管芯片以及模块的示意图。图
1.3(a)为目前单管芯片常用的 TO-247-3 封装,通过锡膏将芯片背部和金属框架连接,正面
栅极和源极电极通过铝线键合工艺连接至相应引脚。该封装技术工艺成熟,可沿用传统 Si
器件封装生产流程,成为目前厂商采用的主流封装方式。但该封装方式体积大,金属键合
线、封装引脚以及 PCB 布局均会引入较大的寄生电感参数,大约在 20~30nH。
图 1.3(b)为功率模块的封装,图 1.3(c)给出了其内部的层叠结构示意图。在模块中,
芯片首先通过锡膏焊接在带有电气走线的敷铜陶瓷板(DBC)上 ,DBC 再焊接在铜基板上
(a) 单管芯片(TO-247-3) (b) 功率模块封装形式
外壳 芯片 键合线 端子

基板 陶瓷敷铜板
(c) 功率模块层叠结构
图 1.3 SiC MOSFET 传统封装
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浙江大学博士学位论文 第一章 绪论
以保证一定的机械强度,芯片上表面通过金属键合线同功率端子及驱动信号端子实现电气
连接。受限于金属键合线、元件引脚以及多芯片单平面布局的封装形式,开关管换流回路
较大,寄生电感参数大。较大的寄生电感参数会导致碳化硅器件在快速开关过程中产生较
大的电压过冲,增加损耗以及加重电磁干扰等。
针对 SiC MOSFET 在实际运用中存在的问题以及传统封装的局限性,相应的改进型
及新型的封装方式得到了人们越来越多的关注和研究。下面我们从低寄生电感设计、高温
封装以及多功能集成等方面对现有碳化硅功率器件的封装方式进行梳理和总结。
1.2.2 低寄生电感、高温以及集成封装技术
寄生电感参数对于 SiC MOSFET 开关过程影响明显,文献[8-9]详细分析了各种寄生电
感参数对器件开关特性的影响。以单个 SiC MOSFET 器件为例,可采用等效集总参数的简
化形式给出其含有寄生电感参数的原理图如图 1.4所示[10]。其中LG为等效栅极回路电感,
LD 为漏极电感,LS 为源极电感,LCS 为共源极电感(即驱动回路和功率回路共有的一段源
极电感)。
LG 主要影响栅极回路,容易造成回路振荡。SiC MOSFET 栅极可靠性相比 Si 器件较
差,目前商业产品的栅极极限电压值范围(-10V ~ +25V)远小同等 Si 器件(-30V ~ +30V)。
一方面,SiC MOSFE 跨导相比 Si 器件较低,为保证开通时较低的导通电阻,厂商通常推
荐较大的正向开通电压(18V~20V);另一方面,SiC MOSFET 的栅极阈值电压普遍较低,
而且随着温度上升有继续下降的趋势,为保证可靠性,厂商普遍推荐器件采用负压(-5V
左右)关断。因此,栅极极限电压和工作电压之间裕量较小(5V 左右),较大的 LG 带来的
栅极电压振荡很容易造成开关过程中栅极电压超出极限电压,致使器件可靠性降低。因此,
降低 LG 对于 SiC MOSFET 的栅极可靠工作至关重要。LD 和 LS 存在于主功率回路中,主要
影响主功率回路,造成开关过程中的电压电流振荡,增加开关损耗以及电压过冲。
LCS 为栅极回路和主功率回路共有的一段寄生电感,因此,在开关过程中,主功率回
LD LG
S1
LCS
LS
图 1.4 SiC MOSFET 传统单管封装寄生参数分布图
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浙江大学博士学位论文 第一章 绪论
路的 di/dt 在 LCS 上产生的感应电压会耦合到驱动回路。开通时,器件电流上升,在 LCS 上
产生上正下负的电压,根据基尔霍夫电压定律,此时实际加在器件栅源两端的电压下降,
等效产生了负反馈的作用。最后表现为器件开通速度减慢,损耗增加。同理,关断过程也
可得到类似结论。此外,功率回路电流振荡在 LCS 上产生的振荡电压也叠加到驱动回路,
叠加上 LG 的影响,驱动回路的振荡电压将更为严重,易造成器件栅极氧化层失效,损坏
器件。因此,减小甚至消除 LCS 对于 SiC 器件的可靠应用十分关键。针对 LCS 的问题,目
前器件厂商纷纷推出如图 1.5 所示的四引脚开尔文封装的分立器件,该封装从芯片表面单
独引出驱动回路源极端子,避免了驱动回路同功率回路的直接耦合,极大程度减小甚至消
除了 LCS 值,保证了 SiC MOSFET 在开关过程中栅极的可靠性以及损耗的降低。
A. 单管翻转贴片封装
相关团队针对单管封装技术进行了新的尝试。阿肯色大学借鉴 BGA 的封装技术,提
出了一种单管的翻转贴片封装方式,如图 1.6 所示[11]。该封装通过一个金属连接件将芯片
背部电极引到与正面电极相同平面位置,然后在相应电极位置上植上焊锡球。该封装方式
LD
LG S1
D S S G LS
(a) TO-247-4 封装 (b) TO-247-4 封装器件寄生电感参数分布
图 1.5 四引脚开尔文封装 SiC 器件
TO-247封装
15.75mm
裸芯片
翻转贴片封装
4.4mm
锡球掩膜
24.9mm
焊锡球 6.26mm
背部焊盘连接
(a) 单管贴片封装示意图 (b) 单管贴片封装大小对比
图 1.6 单管贴片封装技术
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浙江大学博士学位论文 第一章 绪论
电容
混合封装桥臂 TO-247单管 过孔
DBC板
PCB上层
(红)
PCB下层
(蓝)
(a)混合封装模块示意图 (b) 实物对比图
图 1.7 DBC+PCB 混合封装技术
上管 下管
过孔 柔性PCB
功率芯片 功率芯片
DBC板
散热器
烧结点
图 1.8 Semikron 公司的 SKiN 封装
消除了键合引线及引脚端子,相比于传统 TO-247 封装,体积减小了 14 倍,导通电阻减小
了 24%。该封装形式彻底取消了传统封装中普遍使用的金属键合线工艺,由该封装形式组
成的半桥模块其功率回路寄生电感小于 5nH,远小于分立器件的几十 nH 和传统模块的十
几 nH。
B. DBC+PCB 混合封装技术
传统功率模块封装普遍使用 DBC 板实现功率芯片的电气连接、结构支撑以及散热。
其制作工艺限定了功率芯片只能在单一的二维平面上布局电气线路,优化空间受限。根椐
文献[10]的分析方法,这种封装方法往往导致模块内部换流回路面积大,因此寄生电感参数
无法有效降低。针对 DBC板的这种局限性,弗吉尼亚理工大学电力电子技术中心(CPES)、
华中科技大学(HUST)等团队利用 DBC 和 PCB 两种工艺相结合的方式提出了一种混合
封装的方式[12-13],如图 1.7 所示。该封装方式将功率芯片焊接在 DBC 板上实现芯片的机
械、电气连接并保证较好散热性能,芯片上表面电极通过金属键合线连接到 PCB 板上。
PCB 板工艺成熟,其走线可以实现多层灵活排布,而且还可以实现无源电容元件等的焊接。
该封装形式可以极大地减小功率芯片之间的换流回路面积,可将寄生电感参数控制在 5nH
以下,体积相比于传统模块下降 40%。
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浙江大学博士学位论文 第一章 绪论
栅极键合线
 平面铜连接
铜端子 绝缘薄膜
焊锡 栅极
源极
Chip
MOSFET
漏极
DBC 焊锡
DBC氧化铝基板
(a)DBLB 技术 (b) SiPLIT 技术
图 1.9 芯片上表面平面封装技术
柔性 PCB 结合银绕结工艺的封装形式也被用于某些商业模块中。如图 1.8 所示为
Semikron 公司利用 SKiN 封装技术制作的 1200V/400A SiC 功率模块[14]。该技术采用柔性
PCB 板取代金属键合线实现芯片之间的电气互连,模块内部回路寄生电感小于 1.5nH,开
关速度大于 50kV/μs,开关损耗相比于传统模块可降低 50%。
C. 芯片上表面平面互连封装技术
由图 1.8 可见,通过消除金属键合线,将芯片的换流路径从原来的 DBC 平面位置转
变到与芯片垂直的方向上并限制在很小的 PCB 纵向厚度中,可以极大地减小换流回路的
面积,进而减小封装中的寄生电感参数。除采用柔性 PCB 取代金属键合线之外,还可使
用平面互连的方式来实现芯片上表面的电气连接。如图 1.9(a)为三菱电机公司提出的端子
直连(Direct Beam Lead Bonding,DBLB)技术方案[15],采用铜端子取代传统金属键合线
工艺来实现芯片上表面的连接。类似的还有 IR 提出的 Cu-Clip 方案[16]以及 Silicon Power
公司制作的 1200V/300A SiC 模块[17]中采用的连接方案。西门子公司提出了如图 1.9(b)所
示的 SiPLIT 技术[18],采用真空层压绝缘薄膜以及铜金属沉积的方法实现芯片上表面的平
面型互连,减小了 50%的寄生电感值。在这类封装方式中铜端子和芯片的接触面积大且均
匀,相比于传统金属键合线封装,其芯片表面电流分布更加平均,带来了导通电阻的下降
以及散热性能的提升,进而也保证了封装的可靠性,提升模块的使用寿命。
D. 双面封装技术
芯片上表面平面互连的封装形式不仅有助于减小功率回路寄生电感参数,还增大了芯
片上表面的连接面积,加强了封装的散热能力。与此类似的双面封装技术则充分利用封装
中芯片上表面的接触面积,上下表面同时进行散热,极大地减小模块的热阻。这类封装体
积小,目前常用于电动汽车内部 IGBT 模块的应用[19-23]。SiC 器件对于低寄生电感参数以
及高功率密度的需求也使得双面散热封装技术成为 SiC 器件的一个重要的发展方向。如 图
1.10 所示为一款典型的双面封装 SiC 模块,其封装结构如图 1.10(b)所示[24-25]。该模块为
半桥结构,模块双面均采用 DBC 基板进行电气连接再焊接在液冷板上实现散热。在模块
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浙江大学博士学位论文 第一章 绪论
顶部冷板 绝缘外壳
顶部基板
电气端子
底部基板
冷板连接 芯片
朝上 芯片
连接 芯片
朝下 底部冷板
(a)1200V/100A 模块实物图 (b) 封装结构图
图 1.10 SiC 双面散热封装模块
解耦电容
过孔
DBA4
DBA3
DBA2
DBA1
(a)模块结构示意图 (b) 模块实物图
图 1.11 10kV 双面封装 SiC 功率模块(侧视图)
内部,桥臂上管芯片正面朝下,下管芯片正面朝上,这样布局使得功率回路由传统模块中
的单面 DBC 二维平面分布转换到三维垂直平面分布。因为芯片厚度远小于芯片边长,所
以功率电流回路面积被极大减小,使模块的封装寄生电感以及电阻分别减小到原来的 1/3、
1/10[26]。同时模块的热阻值也下降了 38%[26]。文献[27]充分利用该双面封装垂直方向的灵活
布局特点,通过调整续流二极管的位置,进一步减小换流时的功率回路面积,从而将模块
的寄生电感参数值(实测)减小到 3nH 以下。
CPES 针对 10kV 的高压 SiC 芯片开发了如图 1.11 所示的双面封装模块[28-31]。该模块
采用热循环性能比 DBC 更优秀的敷铝陶瓷板(DBA)作为绝缘基板。对于高压 SiC 器件,
除需保证低寄生电感参数以及良好散热性能之外,还需要注意模块的电绝缘问题,因此铜
钼铜(CMC)层压薄片被用于芯片和正面 DBA 之间实现电气连接并保证上下 DBA 板之
间有足够的绝缘距离。为减小 DBA 板被强电场击穿的风险,模块将两层 DBA 板通过银烧
结工艺结合在一起使用。图 1.11(a)中,芯片底部 DBA 板中间层通过过孔连接到电压母线
中点电压位置,能够有效减小 DBA 中最大场强值,保证绝缘可靠性。此时的中间层还起
到了一定的电场屏蔽效果,使半桥模块在开关动作时产生的共模电流回流到模块内部,流
出的共模电流减小到原来的 1/10[31],减小了系统级的滤波器体积,提高了整体功率密度。
模块采用圆柱状弹簧端子实现电路的输入输出以及消除尖端电场,并保证模块内部平面不
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浙江大学博士学位论文 第一章 绪论
同位置的压力平衡。考虑了弹簧端子的模块栅极回路电感参数仅为 3.8nH,并且集成高压
瓷片电容后,其功率回路寄生电感参数仅为 4.4nH。该模块主要通过底部 DBA 板连接散
热器进行散热,但也可以通过上表面进行散热(需要考虑端子位置以及散热界面的设计,
较为复杂)。
压接方式也是一种双面封装技术,是一种通过外加压力而非焊接加金属键合线工艺实
现的一种封装方式,在多芯片并联的大功率 IGBT 模块中常有使用,如 Westcode 公司以及
ABB 公司的压接模块[32-33]。压接封装的主要优势为:无金属键合线,相比传统金属键合线
的封装模块,其寄生电感参数更小;并联芯片之间寄生电感参数以及热阻分布比较均匀;
可以实现双面散热;串并联实现十分方便,有利于电压电流的扩容。虽然压接封装有诸多
优势,但对于 SiC 芯片,直接套用传统压接封装还存在一定的难度:一方面是因为 SiC 芯
片面积较小,增加了压接的复杂性;另一方面,目前的压接封装寄生电感参数仍然较大,
还不足以满足 SiC 器件的苛刻要求。文献[34]提出了一种使用低温共烧陶瓷(LTCC)工艺
和弹性压针(Fuzz Button)实现压接的解决方案,如图 1.12 所示。Fuzz Button 是一种被
压成圆柱形的镀金铍铜多股线。该模块使用 LTCC 陶瓷作为中介层,将 Fuzz Button 嵌入
到比其长度略薄一些的 LTCC 的陶瓷定位孔中,再将该其作为插入件压在 SiC 芯片上表面
实现电气连接。LTCC 陶瓷还可实现类似 PCB 的多层金属布线结构来实现电极的引出以及
寄生电感参数的优化,如图 1.12(a)所示。微通道散热的结构设计方案也可以集成到 LTCC
顶部Cu板
外壳
上部基板
微通道散热器
带有Fuzz Button的
插入件
钼基板
LTCC陶瓷 LTCC中导体 外壳材料 Fuzz B utton 基板
材料 顶板
材料 散热液 LTCC中介层 嵌入的Fuzz Button
(a)模块结构示意图 (b) 带有 Fuzz Button 的插入件
图 1.12 一种 SiC 压接模块
SiCMOS 钼片 PET薄膜
(100μm)
铝散热器
漏极电流
栅极
绝缘层 铜层母线
源极电流
栅极连接槽 铝片
(a)模块结构示意图 (b) 实物图
图 1.13 一种嵌入母排式的 SiC 压接模块
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浙江大学博士学位论文 第一章 绪论
IO引脚
散热器
陶瓷 陶瓷
SiC芯片 通用埋入式模块
基板
高温黏合材料
图 1.14 一种 SiC 高温埋入式封装技术
中用来实现模块的液冷散热。图 1.12 为多芯片并联的单管模块,如需组成桥臂,只需将
两个单管简单重叠一起加压即可。该种封装的单管内部寄生电感参数仅为 550pH,半桥模
块寄生电感参数为 4.3nH。另一种 SiC 压接模块的尝试是将 SiC 芯片嵌入铜母排[35]当中,
这种方式也能减小模块的寄生电感参数,如图 1.13 所示,母排之间使用 PET(polyethylene
terephthalate,聚对苯二甲酸)进行绝缘。为实现压接芯片上压力的均匀分布和更好的散热
效果,该模块使用了 PEEK(polyether-ether-ketone,聚醚醚酮)的螺柱分布在芯片四周的
排布方式,如图 1.13(b)所示。测得的模块寄生电感参数为 8.7nH,而且芯片热分布更加均
匀,整个模块外表面温差小于 1℃。压接模块对于压力以及机械结构、装置的精度要求较
高,这两种 SiC 器件的压接方案是对新型封装方式的尝试,许多细节工作以及可靠性问题
还有待进一步验证。
E. 埋入式封装技术
在图 1.13 的压接模块中,因为功率芯片嵌入铜母线中,也可认为是一种埋入式的封
装。如图 1.14 为一种为 SiC 设计的高温埋入式封装模块[36],该封装首先在陶瓷片中使用
激光开槽,然后将 SiC 芯片放入槽位,再用绝缘材料填充它们之间的空隙。接下来,先在
SiC 芯片表面溅射一层铜金属,然后通过掩膜图案和电镀工艺实现表面的铜金属化(铜金
属加厚),最后进一步刻蚀出线路,芯片两面均采用该工艺实现器件的封装。运用该封装
工艺的 SiC 二极管模块能正常工作在 279℃并能测出器件的正向和反向特性。除此之外,
成熟的 PCB 工艺也可以利用来进行埋入式封装的模块制作[37-38]。图 1.15 给出了 PCB 埋
入式封装的制作流程,首先将芯片通过银烧结工艺结合在 PCB 板上,再通过 PCB 层压工
艺将功率芯片埋入环氧树脂中,最后通过过孔钻孔和电镀金属工艺实现芯片上表面的电路
结构设计。图 1.15(b)给出了应用该种方法制作的功率模块实物图。埋入式的封装技术能
够充分利用模块的空间面积,并可以轻易的形成多层结构布线甚至三维立体封装,但由于
目前 PCB 材料的散热性能较差,模块的散热优化问题以及模块的可靠性问题等还有待进
一步验证。
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浙江大学博士学位论文 第一章 绪论
功率芯片银烧结
层压嵌入
顶部过孔制作
镀铜及结构化设计
(a)埋入式封装制作流程示意 (b) 实物图
图 1.15 PCB 埋入式封装技术
SiC MOSFETs
功率输入+
S_h
G_h
{ 输出
功率输入- S_l
G_l
(a)三维封装示意 (b) 实物图
图 1.16 SiC MOSFET 三维封装技术
F. 三维(3D)封装技术
SiC MOSFET 是垂直型的结构,漏极和源极分别位于芯片的下表面和上表面,如果简
单地将两颗芯片上下重叠即可组成半桥结构的封装形式。三维(3D)封装技术利用这个特
点进行封装应用设计,如 TI(美国德州仪器)公司推出的 3D Buck 功率芯片[39]。前面所
述的压接封装技术[35,40]可以直接通过单管串联叠加或者自身内部埋入功率芯片实现三维
形式的封装。而 PCB 埋入式封装更可以借助成熟工艺实现三维封装技术,图 1.16 为采用
PCB 封装工艺设计的 SiC MOSFET 半桥模块[41]。该模块可以轻松实现功率器件栅极驱动
的开尔文连接以消除共源极电感的影响,其布局极其紧凑,功率密度极高,封装寄生电感
参数约为 0.25nH。
表 1.1 对目前 SiC MOSFET 的典型封装的寄生电感参数做了简单的归纳总结。SiC 封
装的首要问题是减小寄生电感参数,如消除金属键合线,利用 PCB 灵活布线工艺的优势
等。多种封装方式为 SiC MOSFET 的应用提供了参考方案,但还需对工艺的复杂性以及长
期工作的可靠性问题进一步研究验证。
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浙江大学博士学位论文 第一章 绪论
表 1.1 SiC MOSFET 典型封装结构
金属键合线 封装类型 功率等级 寄生电感大小/nH
有 TO 系列 650V~1700V/5A~100A 10~20
分立
元件
无 单管翻转贴片 650V~1200V/15A~35A < 5
有 传统层叠结构 1200V~1700V/20A~500A 20~30
有 DBC+PCB 混合封装 1200V~1700V/20A~100A < 5
无 混合封装(SKiN) 1200V/400A < 1.5
功率
模块 无 芯片上表面平面互连 650V~1200V/100A~300A < 5
无 双面封装(焊接、烧结) 650V~10kV/50A~300A < 5
无 双面封装(压接) 1200V/100A~200A < 10
无 埋入式封装/三维封装 1200V/80A < 1
图 1.17 铜线(左)以及铜带(右)连接工艺
G. 高温封装技术
SiC MOSFET 的一大优势是其耐高温的工作特性。理论上,其最大工作温度可达 600℃。
在实际工作时,考虑芯片自发热引起结温上升后,温升导致导通损耗增加,进一步引起结
温继续上升,如此正反馈的情况下其最大稳定工作结温仍可高达 200~400℃[42]。而 Si 器件
的工作温度不超过 175℃,相应的焊锡等封装材料的工作温度也和 Si 器件相当,不适宜
200℃以上高温工作。此外,封装中不同材料之间热膨胀系数(Coefficient of Temperature,
CoT)存在差异,随着工作温度的升高,由热膨胀系数失配引起的热应力也将增大,对于
整个封装的高温可靠性提出了很大的挑战。
传统模块通常采用粗铝线作为芯片的连接键合线,铝与 DBC 铜层以及芯片表面之间
的热膨胀系数差异较大,模块工作时长时间的温度变化造成的铝键合线处失效问题,是功
率模块失效的最主要表现。为提高模块高温工作时的可靠性,可采用铜线替代铝线进行键
合[43]以消除不同材料之间 CoT 失配的问题。而且铜线电阻率低,也能减少总体损耗,减
少键合线温度的上升。铜线键合还需要结合芯片表面铜金属化处理来进行。此外,铝带、
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浙江大学博士学位论文 第一章 绪论
300°C
200°C
100°C 焊锡
Au88Ge12
 Pb95Sn5
Au80Sn20
 Pb81In19
Pb95Sb5
Pb90Sb10
Pb75In25
 Sn96.5Ag3.5
Sn96.5Ag3.0Cu0.5 烧结材料
 Argomax® Film
Argomax® Paste
 mAgic® Paste
 NAMICs Paste
 Loctite Paste
50 100 150 200
热导率(W/m  K)
图 1.18 典型焊锡和烧结银材料的热导率及其工作温度对比图
铜带的连接工艺因具有更大的载流能力、更好的功率循环以及散热能力,也有望为碳化硅
提供更好的高温封装解决方案[44-45]。图 1.17 分别为铜键合线以及铜带的连接方式。类似
的,前述芯片上表面平面互连以及双面封装等结构方式则彻底消除了金属键合线的连接,
也适合于碳化硅器件的高温封装应用。
在除压接模块的传统封装中,焊锡或锡膏常用于芯片与 DBC 的连接,焊接工艺成熟
且简单。通过调整焊锡成分比例,改进锡膏刷技术,真空焊接减小空洞率以及添加还原气
体等可实现极高质量的连接层。但传统锡膏焊接工艺也存在一定的局限,如热导率低
(~50W/(mK)),且会随温度变化,导致模块热阻也随之改变。此外,随着长时间的温度
循环,热应力带来的焊锡层失效问题也是制约模块高温工作可靠性提升的瓶颈。近些年来,
银烧结技术逐渐引起了人们的关注。银烧结工艺通常是将银粉颗粒与有机溶剂混合成银浆
焊膏,再印刷到 DBC 板上,通过预热除去有机溶剂,然后加压烧结实现芯片和基板的连
接。为降低烧结时所需的温度,一种方法是增大烧结时施加的压力,这增加了相应的设备
成本,而且加压过程中容易造成芯片损坏,对工艺参数要求较高;另一种方法是减小银颗
粒的体积如采用纳米银颗粒取代微米银,但颗粒加工成本会有所提升。所以很多研究工作
继续针对微米银颗粒的银浆烧结工作进行研究以得到合适的烧结温度、压力、时间参数等
[46]。如图 1.18 所示为一些典型焊锡和烧结银材料的热导率及其工作温度对比图[47],从图
中可知,烧结银的导热系数可达 200W/(mK)。烧结温度只需 200~300℃,烧结完成后可工
作在 300℃以上而不发生熔化(熔点 900℃),因此需要多次烧结步骤的模块不会发生烧结
层的再熔问题。这些特性使得烧结银工艺非常适合碳化硅器件的高温封装连接[47-48]。
金属陶瓷板与基板是功率模块电路走线布局与机械支撑的主要部件,也是功率模块热
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浙江大学博士学位论文 第一章 绪论
表 1.2 陶瓷板材料参数对比
陶瓷材料  /(W/(mK))  /(ppm/K) R/MPa
Al2O3(99%) 33 7.2 345
AlN 150~180 4.6 360
Si3N4 70~90 3.0 932
BeO 270 7.0 250
LTCC 2 7.0 200
表 1.3 常用的基板材料相关参数
基板材料  /(W/(mK))  /(ppm/K)  /(g/cm3)
Cu 398 17.8 8.96
Al 218 23 2.7
Cu/Mo 162~275 6.8~13 9.3~10
Cu/W 130~205 5.6~9 14.8~17
Cu/C 200 4 —
AlSiC 170~200 6.5~13.8 2.97~3.04
阻的主要组成部分,因此其性能的好坏对于模块高温工作的可靠性至关重要。表 1.2 和表
1.3 分别给出了目前常用的一些绝缘陶瓷板材料以及模块基板材料[46,49]。表中,为导热系
数, 为热膨胀系数,R 为挠曲强度,为密度。越高,说明散热能力越好; 则影响了
封装在高温工作时材料膨胀后不同材料之间的热应力大小,不同材料之间差异越大,温
度越高,则热应力就越高,长时间的温度波动造成的可靠性也就越低;R 代表陶瓷材料的
硬度与韧性,值越高,可靠性越高,而且可以做得更薄而不易碎;则决定了材料最终的
重量。因此,理想的材料,越高越好,而且封装中不同层材料之间 值越接近越好,而高
R 值也是提高碳化硅模块封装高温工作可靠性的关键所在。
如表 1.2 所示,Al2O3 具有成本低,机械强度高等优点,是目前功率模块中最常用的
绝缘陶瓷材料,但其导热系数低,导致热阻值偏大,而热膨胀系数与碳化硅偏差较大(接
近两倍),用于碳化硅高温工作时可靠性相对较差。AlN 陶瓷值高,而且热膨胀系数与
碳化硅接近,成本合适,是目前较为理想的碳化硅器件绝缘基板材料。近些年来,一种新
型的 Si3N4 陶瓷基板成为研究热点,其理论导热率高达 320 W/(mK),目前东芝与罗杰斯通
过研发,在保证陶瓷强度条件下得到了实际热导率达 90 W/(mK)的氮化硅基板[49]。此外,
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浙江大学博士学位论文 第一章 绪论

(纯度>99.9%
含氧0.02~0.05%)
CuO
陶瓷 无氧铜
(纯度>99.95%)
Ag/Cu合金
陶瓷
图 1.19 DBC(左)与 AMB(右)覆铜陶瓷板对比
氮化硅陶瓷挠曲强度高,可以做得更薄,使得基板整体热阻能实现与氮化铝接近。而且氮
化硅陶瓷的热膨胀系数更接近碳化硅材料,相比氮化铝抗热震性能更强,所以综合考虑,
氮化硅陶瓷基板更适合于碳化硅器件在高温条件下的应用。BeO 虽然热导率极高,但其强
毒性限制了其应用范围。低温共烧陶瓷(LTCC)多用于射频功率器件,能够轻松实现类似
PCB 的多层结构,如前文所述相关文献中的碳化硅双面压接模块。但 LTCC 工艺使用金银
材料作为金属层,成本高,而且热导率极低,难以满足碳化硅功率模块的应用场合。
绝缘陶瓷材料需要和金属(如铜、铝等)结合形成金属陶瓷板才能实现与功率芯片的
连接以及布局走线,其中 DBC(直接敷铜)板已广泛应用于功率模块的封装应用当中。以
制作 Al2O3 DBC 板为例进行分析,需要在含氧的氮气氛围中加热至 1066℃左右,利用生
成的共晶液相润湿相互接触的铜箔和 Al2O3 陶瓷表面,同时铜箔还与 Al2O3 发生反应,生
成 Cu(Al2O3)2、Cu(AlO2)等复合物充当共晶钎料,使两者牢固地结合在一起[50]。在 DBC 工
艺技术基础上,进一步发展起来的 AMB(Active Metal Brazing,活性金属钎焊)工艺利用
钎料中含有的少量活性元素 Ti、Zr 与陶瓷反应生成能被液态钎料润湿的反应层,从而实
现陶瓷与金属接合的一种方法。AMB 板是靠陶瓷与活性金属焊膏在高温下进行化学反应
来实现结合,因此其结合强度更高,可靠性更好[51]。如图 1.19 为典型的 DBC 与 AMB 覆
铜陶瓷板的对比图,DBC 工艺简单,成本低,但铜与陶瓷接合界面应力大,容易产生空洞,
而且接合层可靠性较低,而 AMB 板在界面应力、空洞率、接合层可靠性方面均优于 DBC,
因此也更适合碳化硅的高温封装应用场合。但 AMB 工艺过程步骤较多,成本较高,所以
该工艺更适合制备在电动汽车、动力机车中使用的模块封装用陶瓷覆铜板。
如表 1.3 所示,铜(Cu)作为固定用的基板材料热导率最高,但其热膨胀系数较大,
远大于陶瓷板材料,在高温工作时热应力较大。铝(Al)作为基板材料,成本低、密度低、
可显著降低整体价格与重量,但其在热导率及热膨胀系数匹配方面均表面较差。铜基合金
如 Cu/Mo,Cu/W,Cu/C 等在热导率和热膨胀系数方面性能均较为优越,但其密度与成本
均较高。AlSiC 在成本、密度以及热膨胀系数等方面均十分理想,但其缺点在于热导率没
有纯铜材料高。所以在具体选择时需根据实际需要进行分析。基板主要起到的是机械支撑
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浙江大学博士学位论文 第一章 绪论
图 1.20 英飞凌 SiC IPM(左,IM828-XCC)及其原理图
图 1.21 片上集成 COMS 驱动的 SiC MOSFET(左:芯片剖面图,右:实物图)
的作用,用于固定绝缘陶瓷板,而且基板会增加模块的整体热阻。在保证一定机械强度以
及模块安装需求的情况下可取消基板,一方面可以节省成本,另一方面也可以减小热阻。
如英飞凌等公司推出的无基板模块或直连散热器封装模块[52-53]。
H. 封装集成技术
碳化硅器件的出现推动着电力电子继续朝小型化的方向发展,其集成化的趋势也日渐
明显,例如瓷片电容集成、驱动芯片集成、传感器集成、散热器集成、PCB 集成等。
低电感封装设计对于充分发挥碳化硅器件的快速开关特性,减小损耗十分关键,除前
述采用的先进封装结构形式外,还可以通过集成解耦瓷片电容的方式来减小功率回路的寄
生电感参数,抑制开关时的电压过冲现象[54-56]。目前 MLCC 瓷片电容的高温工作可靠性
不足,商用高温瓷片电容最高工作温度低于 200℃,而且价格较高,因此目前集成瓷片电
容的封装方案还无法实现高温场景的应用。
驱动芯片集成技术能够极大地减小驱动回路寄生电感参数,减小驱动电压信号振荡问
题,保证电路工作可靠性[57-58]。三菱、英飞凌等公司均发布了 SiC IPM(集成功率模块或
者智能功率模块)[59-60],如图 1.20 所示为英飞凌推出的 1200V SiC IPM 实物图及其相关
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浙江大学博士学位论文 第一章 绪论
原理框图[60]。该 IPM 主要用于如加热电器、空调等电机驱动控制,集成了 6 颗 1200V/45mΩ
SiC MOSFET 以及一颗 6 通道 SOI(Silicon-on-insulator)栅极驱动芯片,大小仅有
36mm×22.7mm×3.1mm,最大功率可达 8kW。TI(美国德州仪器公司)为 GaN 芯片提供了
集成栅极驱动器以及相关保护功能的解决方案,极大地减小了驱动回路的寄生电感参数,
保证了 GaN 开关的稳定性[61]。除采用封装集成的方法,器件厂商以及相关研究人员也考
虑采用片上集成驱动的方法,如纳微半导体(Navitas)已经发布了相关片上集成驱动的 GaN
芯片并已用于手机快充等相关设备[62]。图 1.21 所示为日本产业技术综合研究所采用
CMOS 工艺在 SiC 晶圆上完成了驱动芯片与功率 MOSFET 的集成,实现了 1500V 的阻断
电压以及 600V/10A 的动态开关过程,开通和关断时间分别为 24ns 和 28ns,开关电压波
形基本无振荡现象[63]。
传感器集成在 IGBT 芯片中比较常见,富士电机公司采用片上集成的方法将温度检测、
过流检测、过压检测等均设计在 IGBT芯片内部,取得了较好的结果并在其产品中应用[64]。
目前针对 SiC MOSFET 也有相关研究进行了尝试,如片上集成温度传感器等[65]。除片上
集成,目前模块内部会采用集成 NTC 电阻的方式来监测模块温度,近似得到模块内芯片
工作时的温度状况。由于通常的电流传感器存在体积大,由此带来的电路布局会增大寄生
参数等问题,目前还未得到广泛应用。
散热集成技术可以有效减小模块热阻,如前述英飞凌等公司推出的无基板模块或直连
散热器模块[52-53]。为进一步增加碳化硅模块的散热性能,还可以将液冷散热通道集成在散
热器上[34,66]。更进一步可直接在芯片层级制作散热的微通道,通过液冷的方式直接将芯片
的热量带走,其热通量可高达 1.7kW/cm2,能够极大地减小散热系统所需的体积,提升系
统功率密度[67]。
PCB 集成工艺采用成熟的印刷电路板设计工艺,可通过埋入式的封装方式将功率芯片
嵌入 PCB 板中[37],并在 PCB 外层布局瓷片电容以及驱动电路等[68]。
1.2.3 SiC IPM(集成功率模块)及其关键问题
A. SiC IPM(集成功率模块)
如前所述,为充分发挥 SiC MOSFET 快速开关性能和工作可靠性,工业界和学术界提
出了各种新型封装方式、进行了封装材料研究以及集成功能的探索。
在众多的封装形式中,集成功率模块(IPM,Integrated Power Module),或者称为智能
功率模块(IPM,Intelligent Power Module),将功率芯片和驱动芯片集成在同一封装中,
布局紧凑,可以极大地减小驱动回路寄生电感参数,保证功率器件开关的可靠性。此外,
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浙江大学博士学位论文 第一章 绪论
图 1.22 三菱电机 SiC IPM(左,Super Mini DIPIPM)及其原理图
在 SiC IPM 中,驱动芯片通常还设计了过温保护、过压保护、以及故障报警等功能[69],并
留有过流保护接口。SiC MOSFET 开关速度极快,短路电流过冲大,短路耐受时间短[70],
温度上升快速[71],因此集成这些电路保护功能能对电路故障做出快速响应,保证电路正常
工作并延长模块使用寿命。
IPM 的发展可追溯至上世纪 80 年代中后期至 90 年代初期,随着家电中压缩电机等对
功率芯片性能及可靠性的要求逐渐提升,基于 IGBT 的 IPM 模块应运而生[69,72]。此后,随
着芯片与封装技术的进步以及应用的推广,IPM 模块开始广泛用于家电电机驱动、光伏以
及工作控制等领域。而且随着功率容量的提升,在新能源汽车电驱领域 IPM 也有一定的应
用前景[69]。目前市场上的 IPM 主要以 IGBT 为主,三菱电机、富士电机、英飞凌、罗姆、
Vincotech、中车等公司均推出了相关产品,也有部分厂商如三菱电机、英飞凌等推出了基
于 SiC MOSFET 的 IPM[59,60]。
图 1.22 为三菱电机公司的 Super Mini DIPIPM(超迷你双列直插智能功率模块),应
用场景为家电设备中压缩机的电机驱动。在该模块中,6 颗 SiC MOSFET 组成三相逆变桥,
其中所有桥臂上管共同连接直流正母线(如图中 P 引脚所示),桥臂中点(U、V、W)以
及桥臂下管源极(NU、NV、NW)分别引出,用于连接驱动电机以及外接电流采样电阻
等。该 SiC IPM 集成了分别有三路输出的低压驱动芯片(LVIC)和高压驱动芯片(HVIC),
用于控制三相逆变桥臂的下管以及上管。在 HVIC 旁还通过封装的方式集成了三路自举二
极管为对应的上管驱动芯片单元供电,因此只需为 IPM 提供单一辅助供电,极大地简化了
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浙江大学博士学位论文 第一章 绪论
系统设计。在 LVIC 中,还设计了相应的供电电压欠压保护、短路保护、过温保护等功能,
在出现故障时可输出故障信号给控制器作出相应的调整。
图 1.20 中英飞凌给出的 SiC IPM 方案则略有不同。英飞凌采用 SOI 工艺将 SiC
MOSFET 三相逆变桥臂 6 个开关管的驱动以及为上管驱动供电的自举二极管均集成在单
颗芯片中,并且在单颗芯片中提供了供电电压欠压保护功能,还留有引脚分别用于过流检
测和故障信号输出。该驱动芯片还设计了防止桥臂直通的保护功能,当输入信号发生错误
或者受到干扰导致上下管均出现开通信号时会优先保持最先开通的管子而忽略互补管的
开通信号[73]。用于实现过温保护功能的热敏电阻则集成在驱动芯片旁并给出输出引脚,这
与三菱电机通过在 LVIC 片上集成热敏电阻的方案略有不同。其他公司的 IPM 内部芯片元
件结构组成与以上两家公司大同小异。测试结果表明,SiC IPM 相比于同封装形式的 Si
IGBT IPM 模块,其开关损耗可减小 76%[74],因此,SiC IPM 可以工作在更高的开关频率
以提升整体逆变系统的小型化程度。
图 1.23 为三菱电机 SiC IPM 的封装内部布局设计[75]。经过数代工艺的改进,其芯片
互连如图 1.23(a)中所示,功率芯片与驱动芯片、自举二极管分别焊接在相应的金属框架
上,并且为进一步减小封装面积,在该 IPM 模块中采用金线键合工艺直接实现功率芯片与
键合线 功率芯片 驱动芯片
键合线 自举二极管
环氧树脂 绝缘树脂片
(a) 封装结构示意图
 金属框架
驱动芯片
金线
铝线
中间走线
功率芯片
(b) 功率芯片与驱动芯片间接(左)与直接(右)互连封装示意图
图 1.23 三菱电机 SiC IPM 封装内部布局设计 20
浙江大学博士学位论文 第一章 绪论
驱动芯片及
热敏电阻 铜引脚框架
SiC
MOSFET 铝键合线
PCB
环氧塑封模
DBC
图 1.24 英飞凌 SiC IPM 封装内部布局设计
图 1.25 用于光伏逆变的 Si IGBT-SiC SBD 混合 IPM 电路图
驱动芯片的连接。如图 1.23(b)所示,功率芯片驱动信号的中间走线被取消,有效地减小了
整体的封装面积,也为后续集成更多功能提供了空间。在图 1.23(a)所示的封装设计中,功
率芯片所在铜框架层通过一层高导热系数的绝缘树脂片与外部散热金属片相连接,最后通
过环氧树脂塑封工艺完成模块的定型。而英飞凌的 SiC IPM 内部布局设计如图 1.24 所示
[76],其功率芯片的焊接基板采用 DBC 板,能够保证足够的散热能力以及电气性能。该 SiC
IPM 的驱动芯片以及热敏电阻则焊接在单独的 PCB 板上,再采用铝线键合工艺实现功率
芯片与输出端子以及驱动板的连接,最后使用环氧树脂塑封工艺完成模块的定型。
SiC IPM 目前主要用在商业产品的电机驱动当中,如风扇电机,空调压缩机,泵机等
应用场合,所以其主要电路结构为三相逆变电路。此外,还有针对光伏系统设计的 Si IGBT-
SiC SBD 混合 IPM 模块[77],如图 1.25 所示。SiC SBD 的应用,极大地减小了 IPM 中反向
恢复引起的损耗,兼顾了成本以及系统效率。
三菱公司在其 IGBT 三相逆变 IPM 的基础上,进一步推出了集成更多功能的模块
DIPIPM+[78-79]。如错误!未找到引用源。所示,针对一些小功率工业应用中对系统尺寸有严
格限制的场景,该 CIB(Converter-Inverter-Brake)型 IPM 集成了三相整流二极管以及用
于电机制动时能量回收用的 Brake 电路。对比传统模块或者分立元件搭建的系统,使用该
IPM 的主电路板 PCB 面积可减小 50%[79]。
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浙江大学博士学位论文 第一章 绪论
图 1.26 集成三相整流桥与制动能量回收的 IGBT IPM
(左:电路原理图,右:模块框图)
图 1.27 英飞凌 SiC IPM 推荐应用电路结构框图
B. SiC IPM 的若干关键问题
现有的 SiC MOSFET IPM 封装形式基本沿用传统 Si IGBT IPM 的封装方法。首先 SiC
IPM 没有集成内部瓷片解耦电容,只能通过外部就近连接高频解耦电容,如图 1.27 所示
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浙江大学博士学位论文 第一章 绪论
SiC MOSFET
 母线瓷片
栅极电阻 解耦电容
驱动芯片
驱动供电电容
图 1.28 集成驱动、瓷片解耦电容于同一 DBC 的 SiC IPM
[76]中#5 所示,在解耦电容和三相桥之间还串有采样电阻,如此必然导致功率回路寄生电
感参数的大幅增加。如前所述,对于 SiC MOSFET,在开关过程中器件 di/dt 极大,功率回
路寄生电感会导致诸如电压过冲,损耗增加等问题。其次,随着 SiC MOSFET 开关频率的
增加,驱动芯片的损耗也必然增加,其散热需进一步加强。为进一步优化上述两个问题,
可采用将驱动芯片、高频瓷片电容同碳化硅功率芯片集成在同一块 DBC 上的封装方法。
瓷片电容靠近功率桥臂以减小功率回路寄生电感参数,驱动芯片利用 DBC 的高导热性能
增强散热能力,如图 1.28 所示。
图 1.28 所示的 SiC IPM 集成度极高,其低寄生参数与优秀的散热性能是确保 SiC
MOSFET 快速开关、高频低损特性充分发挥的关键。但随着功率模块集成度地提高,在模
块的设计与应用中仍存在一些关键问题有待进一步优化与解决。
瓷片解耦电容的集成减小了 SiC IPM 中功率回路寄生电感,但同时也限制了器件电流
的准确测量。对于应用端,在系统设计时需要评估功率器件的开关损耗(特别是在高频开
关时)以便于后续的散热系统设计与方案优化。当 SiC IPM 中器件电流无法准确测量,传
统的双脉冲测量器件电压电流波形计算损耗的方案此时也就无法实施。为此,可通过建立
SiC MOSFET 开关过程的模型来计算出器件的损耗。在模型准确的情况下,实际应用只需
代入具体的电路参数与器件参数便可方便地得到器件在特定工况下的开关损耗,进而进行
热设计。但可惜的是,目前的开关损耗模型大多基于或者依照硅器件的特性参数来进行分
析,没有有效结合 SiC MOSFET 的实际器件特性参数,因此存在普遍的模型不准确的情
况。因此,建立针对 SiC MOSFET 特性的精确开关损耗模型对于 SiC IPM 后续应用中的热
设计具有重要意义,这是目前 SiC IPM 的一个关键问题。
集成瓷片解耦电容的 SiC IPM 也给其过流检测功能带来了极大地挑战。传统 IPM 集
成的驱动芯片虽然带有过流检测的端子,但其过流或者短路保护所需的采样信号需要外接
采样电阻来实现,如图 1.27 所示[76],#6 位置为三相桥臂下管源极所连的采样电阻,控制
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浙江大学博士学位论文 第一章 绪论
信号与功率电路在#7 位置单点接地以减小主功率电流对控制电路部分的干扰。根据该 SiC
IPM 应用设计手册上的设计方法,采样电阻阻值需选为 10mΩ(SiC MOSFET 导通电阻典
型值为 45mΩ)。如果该 IPM 工作在其最大负载电流,在考虑了安全裕量以及高温降额的
情况下,单颗电阻上的损耗可达 3.2W,三颗电阻损耗接近 10W,这不仅对电路的效率产
生影响,而且对系统的散热设计也提出了更高的要求。采样电阻的散热需求需要大的封装
与保证(如 2512,6.4×3.2 mm2),不适合再集成在 SiC IPM 中。目前一些 IGBT 芯片将一
定比例的元胞单独引出得到与主元胞按比例缩小的电流再进行电阻采样,经过换算即可得
到 IGBT 实际电流大小并采取相应的保护动作[80,83],如图 1.25 中 IPM 下管所示。这种方
法可以有效减小采样电阻的损耗及体积,提升整体效率,便于集成,但对芯片设计要求高,
特殊的制造工艺也增加了成本。目前暂时没有类似这种片上预留电流采样元胞设计的碳化
硅商业产品。SiC MOSFET 相比于 Si IGBT 开关速度更快,对电路中寄生电感参数十分敏
感,极易造成开误动作等问题,而且 SiC MOSFET 短路承受能力远小于 Si IGBT。因此,
如何进一步集成小体积、低损耗、采样精确、响应迅速的电流检测方案也是目前 SiC IPM
目前面临的一个关键问题。
在 SiC IPM 中,功率芯片高速开关过程中的 dv/dt 和 di/dt 造成了内部恶劣的电磁环
境,特别是当驱动芯片与功率芯片共用 DBC 散热时,模块内部的空间耦合参数会带来一
定的耦合干扰问题。如何分析内部的干扰问题并据此建立模型指导模块的设计也是目前
SiC IPM 目前面临的一个关键问题。
以上三个 SiC IPM 的关键问题分别属于热评估设计、电流采样与保护、电磁干扰三个
方面,是确保模块高效可靠工作不可回避的问题。本文是对 SiC IPM 的初步探索,所以先
以单管芯片(无器件并联)设计的半桥结构为例进行分析,因此属于小功率等级。半桥功
率模块属于最基本的结构单元,后续可在本文研究基础上,通过器件串并联设计更高功率
等级的模块。
1.3 本文的选题意义及主要研究内容
1.3.1 本文的选题意义
世界气候变化形势严峻,全球针对气候变化问题正在出台各项措施来减少碳排放,我
国也宣布了“碳达峰”和“碳中和”的双重目标。光伏、风能、新能源汽车等清洁能源相
关产业的发展将有效助力节能减排的实施。这些产业离不开电力电子技术的进步和广泛应
24
浙江大学博士学位论文 第一章 绪论
用,而电力电子技术应用的核心则是功率器件。Si IGBT 器件经过几十年的发展,其性能
已经被开发到接近极致,受硅材料的性能限制,难以再大幅提升器件性能。而 SiC MOSFET
作为宽禁带材料器件的一种,其栅氧电压控制以及单一截流子的器件特性使得其越来越受
到用户的青睐。而宽禁带材料自身的天然特性决定其仍有较大的提升及发展空间,为电力
电子应用的性能提升提供了极大的可能。
随着 SiC MOSFET 器件工艺的成熟、可靠性的不断提升以及生产成本的下降,其应用
越来越普遍,应用市场逐步扩展。SiC MOSFET 快速开关优势在应用中的发挥还需要封装
作为桥梁来实现,但目前大部分应用采用的仍然是传统封装,并不能够充分发挥其高温、
高频等优势特点。例如,用户在使用 SiC MOSFET 过程中往往受封装寄生参数太大的影
响,选择降低器件开关速度,减小器件开关频率等方式来减小电压电流振荡,降低损耗,
缓解电磁干扰,保证系统稳定等。此外,SiC MOSFET 能够工作在 200℃的高温环境下,
适于某些对温度要求高的应用场合,如航空航天、石油钻井、电动汽车等领域。传统封装
材料普遍以适配 Si 器件 175℃以下应用场合,高温工作时可靠性将急剧下降,因此,高温
封装的研究也将是 SiC MOSFET 的重点之一。随着系统功率密度的不断增加,特别是新能
源汽车等对装置体积和功率等级要求较高的应用场合,模块布局越来越紧凑,需要在更小
的空间内实现完整的器件功能及保护控制,因此,将驱动、保护电路甚至散热等功能集成
在封装内部的需求也逐渐突现。
针对 SiC MOSFET 封装的一系列应用需求,各种新型封装形式纷纷涌现,这些封装均
旨在减小封装寄生电感参数,提升散热性能、提升系统应用可靠性等。通过集成高频瓷片
电容可以在模块内部实现开关时刻电流的高频解耦,减小回路寄生电感参数。SiC MOSFET
对于栅极驱动电压的苛刻要求决定栅极驱动回路的寄生电感参数越小越好,因此集成栅极
驱动芯片于模块内部以便最大程度减小栅极驱动回路面积是 SiC MOSFET 实现高频快速
开关的有效保证。因此,SiC 集成功率模块十分契合 SiC MOSFET 对低寄生电感参数的需
求。在此基础上,还可在模块内部集成更多功能,如保护、检测、散热等,真正实现智能
化的集成功率模块。
本文以小功率 SiC MOSFET 集成功率模块为研究对象,结合 SiC MOSFET 实际器件
特性,研究了集成高频瓷片电容、驱动芯片的集成功率模块中功率器件的开关损耗的精确
评估问题,针对集成驱动后模块内部的电磁干扰现象进行了分析,并探索了在紧凑的集成
功率模块内部集成电流采样进行控制和保护的可能性。该工作对于 SiC MOSFET 集成功
率模块的理论设计,实际应用等都有重要的参考价值。
25
浙江大学博士学位论文 第一章 绪论
1.3.2 本文的主要研究内容
本文的研究对象为集成驱动芯片以及瓷片电容的小功率 SiC IPM。SiC IPM 体积小,
密度高,散热设计是确保其正常工作的关键,而散热设计的基础在于模块损耗的准确评估,
因此本文第二章针对 SiC IPM 的损耗精确评估进行的研究;此外,SiC IPM 驱动芯片紧靠
功率芯片,内部电磁环境复杂,易造成驱动干扰,因此本文第三章针对其内部驱动干扰的
关键问题进行建模分析;在解决了热损耗评估与电磁分析的基础上,为进一步提升模块工
作性能与可靠性,本文第四章探索了在模块内部集成电流采样方案的可行性。各章的主要
内容如下。
第二章从高功率密度变换器系统热设计的需求出发,指出其关键在于模块内部损耗预
估的准确性。由于 SiC IPM 布局紧凑,通过测量器件电压、电流波形计算损耗的传统方法
无法适用。本章利用 SiC MOSFET 数据手册中的器件转移特性与寄生电容参数等建立动
态开关损耗模型的方法来实现其开关损耗的高精度快速估算。在建模过程中发现 SiC
MOSFET 在高漏源电压(vds)下比低 vds 下能导通更大的电流,还发现在开关过程中 SiC
MOSFET 的反向传输电容值要显著大于数据手册中的电容-电压(C-V)特性曲线。针对这
些问题,本章设计测试电路测量不同 vds 电压下 SiC MOSFET 的转移特性曲线以及动态开
关过程中的反向传输电容曲线并将其代入模型中,得到的模型电压、电流波形和实验波形
具有极高的一致性,实现了器件开关损耗的高精度评估。
第三章针对 SiC IPM 内部复杂的电磁环境对其内部驱动信号产生的干扰问题进行了
分析。本章首先根据模块内部结构对干扰产生的路径进行建模,证明由下管关断引起的桥
臂中点电位正向跳变会通过 DBC 上下铜层间寄生电容耦合到驱动芯片输入端引脚,导致
下管的误开通。而由上管开通引起的桥臂中点电位正向跳变则可能导致桥臂直通。本章基
于干扰回路模型,从电磁干扰三要素出发对其可能的抑制方法进行了分类对比。此外,还
提出了在上下管驱动芯片输入端均添加屏蔽层的思路,从根源上彻底解决该干扰问题以保
证模块工作的稳定性。该章的分析可作为 SiC IPM 内部类似干扰问题的参考依据,为模块
设计与优化指明了方向。
第四章针对 SiC IPM 集成电流采样功能应用于保护控制进行了研究。本章对比了现有
的电流检测方案,发现隧道磁电阻(TMR)传感器在体积、带宽等方面十分适合在 SiC IPM
进行集成。在实际应用过程中,被测电流变化时产生的磁场会在 TMR 输出回路上产生感
应电动势,而且被测电流导线中的电压波动会以电场的方式通过空间电容耦合到 TMR 内
26
浙江大学博士学位论文 第一章 绪论
部。两者均会干扰电流采样。通过理论分析与实验验证,建议在应用 TMR 时应尽量减小
回路面积并尽可能提高信噪比,还建议 TMR 布局在电位变化较小的导线附近并添加梳状
地屏蔽层以减小干扰的影响。本章将优化后的 TMR 采样方案成功地应用于图腾柱 PFC 的
电流过零检测(Zero Current Detection,ZCD)。最后采用优化后的 TMR 在碳化硅集成功
率模块中实现了电流精确采样,为在碳化硅集成功率模块中集成电流采样功能提供了设计
参考。
第五章对全文进行了总结归纳,并对未来 SiC MOSFET 的进一步集成应用工作进行
的展望。
27
浙江大学博士学位论文 第二章 SiC MOSFET 的精确开关动态损耗模型
第二章 SiC MOSFET 的精确开关动态损耗模型
为减小 SiC MOSFET 的封装寄生电感参数,保证器件开关速度,减小开关损耗。本章
首先设计了一款 SiC MOSFET 集成功率模块(Integrated Power Module,IPM)。SiC IPM 将
SiC MOSFET 半桥功率芯片、瓷片解耦电容以及驱动芯片等集成在同一块 DBC 板上,极
大地减小了主功率回路和驱动回路的面积,从而将功率回路以及驱动回路寄生电感参数均
减小到 10nH 以下。该 SiC IPM 布局紧凑,体积大小约为单颗 TO-247 封装大小。在高功
率密度装置的系统热设计中,散热器的体积重量占比较大,如何准确评估模块的损耗对于
散热器的优化设计及系统整体功率密度的改进至关重要。模块损耗中驱动损耗和器件导通
损耗部分均易于计算,对于 SiC IPM 而言,由于内部布局紧凑,其开关损耗无法使用测量
器件开关电压电流波形的传统方法准确获得。因此,基于器件数据手册中器件特性参数和
实际电路中驱动电压、电阻、寄生参数的开关损耗数学模型是一种有效的解决方案。本章
结合 SiC MOSFET 特有的高压转移特性以及动态反向传输电容特性建立了其精确开关动
态损耗模型,并且指出目前 SiC MOSFET 数据手册测量参数的不足之处,对器件参数测量
以及实际应用提供了参考。
2.1 SiC MOSFET 集成功率模块
2.1.1 集成功率模块设计
图 2.1 为设计的 SiC MOSFET 集成功率半桥模块,包含上下两颗 SiC MOSFET 功率
芯片 S1、S2 及其驱动芯片和母线瓷片解耦电容 C,图中 P、M、N 分别为正母线、桥臂中
点和负母线。模块采用金属键合线实现功率芯片的电气连接,驱动芯片与功率芯片焊接在
P
18mm S1
M Driver S2 C S1
S2 M P
N
母线瓷片
Driver 栅极电阻
驱动芯片 解耦电容
N
驱动供电电容
(a) 电路图 (b) 实物对比图
图 2.1 SiC MOSFET 集成功率半桥模块
28
浙江大学博士学位论文 第二章 SiC MOSFET 的精确开关动态损耗模型
功率回路
图 2.2 SiC MOSFET 集成功率模块和分立元件电路对比图
表 2.1 SiC MOSFET 集成功率模块参数表
型号规格 参数
SiC MOSFET CPM2-1200-0080B 1200V/80mΩ
DBC 板 Cu/Al2O3/Cu 0.2mm/0.38mm/0.2mm
母线瓷片电容 1206 1000V/15nF×2
驱动芯片 UCC27531 35Vmax
驱动电阻 0603 10Ω
驱动供电电容 MLCC 10μF
同一块 DBC 板上,并尽量靠近 SiC MOSFET 以减小栅极回路寄生电感参数。为减小功率
回路寄生电感参数大小,桥臂上管和下管采用回形布局,如图 2.1(b)所示,桥臂在开关换
流动作时,换流回路由正母线 P 从右往左经上管 S1 到桥臂中点 M 再折回向右经下管 S2 回
到负母线 N。该布局使得换流时正负母线上电流变化引起的周边磁场变化可以相互部分抵
消,因而该回路上磁通变化减小,等效寄生电感小。高压瓷片电容焊接在正负母线之间,
进一步解耦开关动作时的电流变化的高频分量,减小功率器件两端电压过冲。如图 2.2 所
示为集成功率模块与分立芯片搭建的半桥电路的对比图,可以看出集成模块的面积约为单
颗 TO-247 封装大小,高度则远小于分立元件半桥电路。功率密度显著提升。图中分别画
出了两者的功率回路,可以看出分立元件由于封装引脚端子的存在,回路面积远远大于集
成功率模块。将两者导入有限元软件 Ansys Q3D 中可以仿真得到分立元件功率回路寄生
电感为 30~40nH,而集成模块仅有 6.5nH,两者的驱动回路寄生电感分别为 40~50nH 和
9nH。
表 2.1 给出了 SiC MOSFET 集成功率模块的各项参数。功率芯片采用 Wolfspeed(Cree)
公司生产的 1200V/80mΩ SiC MOSFET 裸芯片,DBC 板为氧化铝敷铜陶瓷板,绝缘陶瓷
29
浙江大学博士学位论文 第二章 SiC MOSFET 的精确开关动态损耗模型
厚度为 0.38mm,满足机械和绝缘强度要求。集成的功率回路瓷片电容靠近功率芯片放置,
两颗并联焊接在正负母线之间。在选取集成用的 SiC MOSFET 驱动芯片时,首先需要考虑
满足其栅极驱动的电压电流要求。目前市场上明确为 SiC MOSFET 设计的驱动芯片数量
较少,其中带隔离的驱动芯片体积普遍较大,单颗封装已接近整个集成功率模块大小,因
此此处选择非隔离型的驱动芯片。对比发现,TI(德州仪器)的 UCC27531 芯片驱动电压
最大可达 35V,输出拉电流和灌电流分别为 2.5A 和 5A,而且其 SOT-23-6 封装的大小仅
为 3mm×3mm,为目前可找到的最小封装的针对 SiC MOSFET 的专用驱动芯片。为便于调
整 SiC MOSFET 的开关速度,在集成模块中还设计了开通和关断电阻。在驱动芯片供电引
脚附近焊接了瓷片电容保证供电的稳定性,模块测试用的辅助供电以及信号隔离电路外置
安放。
2.1.2 SiC IPM 器件开关损耗测试的难点
图 2.3(a)为使用 SiC MOSFET 设计的车载充电机(OBC),其功率密度高达 5kW/L[84],
远高于目前基于硅器件的的商业产品(< 2kW/L)。图 2.3(b)给出的体积占比分析显示其中
散热系统所占比例达到 25%。在 SiC 车载逆变器的设计中散热系统的体积和质量占比也有
20%~30%[85-86],甚至可能达到 60%以上[87]。因此,随着 SiC MOSFET 的应用以及功率的
提升等,合理的散热系统设计将是进一步提升装置功率密度的关键。散热系统的设计与整
个装置的热损耗相关,SiC MOSFET 器件作为整个装置中的主要热源之一,其损耗评估的
准确性对于整个装置的设计至关重要。图 2.4 为 SiC 装置散热设计的简易流程图,显然,
器件损耗的评估是整个设计流程中的核心,其准确性决定着整个测试的迭代次数,意味着
时间的金钱成本的消耗。对于器件产生的损耗,部分可以通过简单的计算得到,如导通损
耗,驱动损耗等,而其开关损耗的评估则较为困难,不仅和器件自身的特性参数相关,而
且和系统的电压电流以及寄生参数也密切相关。
传统开关损耗的评估方法是使用双脉冲测试电路,如图 2.5 所示,通过测量器件在某
功率模块
 控制板
 其他
空隙
磁元件
散热系统
~25% 直流电容
(a) 5.0kW/L 车载充电机 (b) 体积占比分析
图 2.3 SiC MOSFET 车载充电机
30
浙江大学博士学位论文 第二章 SiC MOSFET 的精确开关动态损耗模型
开始
电路参数
器件损耗评估 调整
散热器设计
样机测试
否 通过?

结束
图 2.4 SiC 装置器件散热设计的简易流程图
i
 L
D L
idiode Vbus 900
800
700
600
500 60
50
40 900
800
700
600
500
400 60
50
40
30
Cgd
Rg ids Cds +
vds 400
300
200
100 30
20
10 300
200
100
0 20
10
0
Vdr Cgs - 0 0
0 25 50 75 100
t (ns) -100 -10
0 25 50 75 100
t (ns)
(a) 测试电路图 (b) 开通波形 (c) 关断波形
图 2.5 双脉冲测试电路
个固定电压、电流以及驱动电压、电阻条件下其开关过程中的电压、电流变化波形,再将
交叠的电压、电流乘积进行积分得到器件开通和关断时候的能量。该方法简便易行,为业
内普遍采用,如器件数据手册上提供的开关损耗曲线即是采用的双脉冲测试得到的。但该
方法也存在一定的局限,如需要准确测量器件电流,则高精度同轴电阻往往被用来串联在
器件源极,由此带来的电路布局的改变势必增加电路原来的寄生电感参数。此外,实际设
计的产品驱动参数以及寄生电路参数千差万别,而且也并不一定能对产品进行双脉冲测试,
只能根据已有的相似条件下的数据进行近似估算,如根据数据手册中的数值进行比例换算
等,误差较大。SiC IPM 布局紧凑,功率密度高,目前没有合适的电流测试工具能精确测
量模块内部器件电流大小,因此也无法通过双脉冲测试的方法来评估器件损耗值。
除此之外,建立 SiC MOSFET 器件的开通、关断过程损耗数学模型能够实现器件开关
损耗的快速评估。用户可利用厂商提供的器件数据手册中器件的特性参数,代入到相应的
数学计算模型中,便可迅速得到相应的器件开关损耗值。通过调整模型中的器件参数以及
31
浙江大学博士学位论文 第二章 SiC MOSFET 的精确开关动态损耗模型
电路参数,如驱动电压、电阻、寄生电感等,即可得出器件在不同条件下的损耗值,为系
统的损耗评估及散热器设计提供参考依据。
2.2 SiC MOSFET 开关损耗模型
2.2.1 传统分段线性模型
首先对 SiC MOSFET 的开关过程中的电路进行分析简化。以 Boost 电路为例,如图
2.6(a)所示 Vin、Vout、Vdr、L、D、Rg 分别为输入电压、输出电压、驱动电压、功率电感、
续流二极管以及驱动电阻。SiC MOSFET 开关速度极快,开关时间通常为十几纳秒到几十
纳秒之间,远小于电路的开关周期,所以在开关瞬间,Boost 电路中电感电流基本保持不
变,可将其等效成恒流源,输出电压在开关瞬间也基本不变,可等效成恒压源,于是得到
如图 2.6(b)的等效电路。将被测器件 SiC MOSFET 视为二端口网络(以漏极的源极为两个
端口),其外电路根据电路原理可整理成如图 2.6(c)的简化形式。对比图 2.6(c)和图 2.5(a),
两者形式相同,即可以用双脉冲等效电路来建立 SiC MOSFET 的开关损耗模型。本文虽然
是以 Boost 电路为基础推导出的模型,但同样适用于其他形式的电路,如 Buck、Buck-Boost、
半桥拓扑等。这也说明了传统双脉冲测试电路用于测试器件开关损耗的合理性。
基于该简化电路,传统的分段线性开关模型被提出[88-89],认为开关器件的电压和电流
D D D IL
Vin L Rg Vout IL Rg Vout C
 gd
Rg ids +
Cds
vds Vout
Vdr Vdr Vdr
Cgs -
(a) Boost 电路 (b) 开关瞬间等效电路 (c) 整理之后简化电路
图 2.6 SiC MOSFET 开关过程电路简化分析
vds
ids
ton toff
图 2.7 传统分段线性开关过程模型波形
32
浙江大学博士学位论文 第二章 SiC MOSFET 的精确开关动态损耗模型
分段线性变化,如图 2.7 所示。开通时驱动给器件输入电容充电,栅极电压上升,器件电
流逐渐增加,此时电感电流由续流二极管转换到被测器件中,器件 vds 被续流二极管钳位
在 vout。当二极管中电流下降到 0 后,开始承受反向电压,被测器件驱动电流主要流经 Cgd
并使其逐渐放电,vds 电压下降。同理,器件的关断过程电压和电流变化与其开通过程相反。
如果认为器件在开通和关断时电压、电流的变化是线性发生的,则得到如图 2.7 所示的波
形。将两者波形相乘再对时间积分即为其开通和关断时的能量损耗,再乘以开关频率即为
开通和关断功率损耗,分别为 0.5·Vout·IL·ton·f 和 0.5·Vout·IL·toff·f。
传统分段线性开关损耗模型比较理想化,在早期器件开关速度比较慢的场合可用来快
速估算器件开关损耗大致值。但随着器件工艺的进步,开关速度的提升,器件自身的特性
参数以及电路中的寄生电感参数等对于开关过程的影响不可忽略,传统分段线性开关损耗
模型的精度已无法满足系统设计要求。
2.2.2 考虑寄生参数的器件开关损耗模型
传统的分段线性模型比较理想化,没有考虑实际电路中的寄生电感参数的影响。随着
器件开关速度提升,特别是 SiC MOSFET、GaN HEMT 等宽禁带器件的应用,其开关过程
中产生的高 di/dt 在回路电感中产生压降,会影响器件开关过程以及损耗,而开关过程中
的高 dv/dt 在器件寄生电容上产生的电流此时也不能简单忽略。因此,在考虑了回路寄生
电感参数和器件寄生结电容之后可得到如图 2.8 所示的器件开关损耗模型[90-93]电路图。Cgs、
Cgd、Cds 分别为器件的栅源电容、栅漏电容、漏源电容,CD 为续流二极管的结电容以及功
率电感两端的等效寄生电容之和(下文不再特别说明)。寄生电感在实际电路中是杂散分
布在各段电路走线之中,为简便计算,将这些寄生电感等效成三个关键的集总参数类型电
感 LS、LG、LD,分别为共源极寄生电感、除去 LS 后剩余的栅极回路等效寄生电感参数、
除去 LS 后剩余的功率回路等效寄生电感参数。考虑到器件开关过程中其结电容的充放电
IL
 D L
idiode
CD
ids
Cgd LD + Vbus
LG Rg Cds vds
Vdr Cgs ich
LS -
图 2.8 考虑寄生参数的器件开关损耗模型等效电路图
33
浙江大学博士学位论文 第二章 SiC MOSFET 的精确开关动态损耗模型
过程,实际流经器件沟道的电流 ich 和器件外部漏源电流 ids 存在区别,因此,建模过程中
需将其区分。虽然本文关注的是 SiC MOSFET 开关损耗的数学建模分析,但是图 2.8 的等
效电路以及接下来的分析过程同样适用于低压[90,94]或高压[95-96]Si MOSFET 以及 GaN
HEMT[97-98]等。
2.2.3 SiC MOSFET 开关损耗模型参数提取
从图 2.8 可知,建模开始前需要先提取相应的器件以及电路参数。器件相关参数可以
从数据手册上获得,而电路参数则和具体设计布局相关。器件手册提供的结电容参数如图
2.9(a)所示,同时使用半导体功率器件分析仪 Keysight B1505A 的测试结果证明了该电容-
电压(C-V)特性曲线的准确性。其中 Ciss 为输入电容(Cgs+Cgd),Coss 为输出电容(Cds+Cgd),
Crss 为反向传输电容(Cgd),C-V 特性曲线是通过对器件施加高压偏置后使用高频小信号
进行阻抗测试得到的电容值,其中 Coss 和 Crss 随着 Vds 的上升呈现显著的非线性,低压时
的电容值为高压时的几十甚至上百倍。虽然非线性结电容可以通过公式进行拟合,但为了
后续建模求解的方便,本文对其采用分段线性的处理办法。根据电容非线性的剧烈程度,
将 Vds 电压分成间距不完全相等的一系列区间,如 0~20V、20V~50V 等,求解每个电压区
间内电荷等效电容平均值作为该区间的电容值大小,如(2.1)所示。Vds 电压区间划分得越小
则精度越高,但计算量也将随之增加,实际划分时可根据 C-V 曲线在不同电压范围内变化
的剧烈程度而进行合理选择。续流二极管的结电容也呈现明显的非线性,也可采用相同方
法对其进行分段线性化的处理方法,不再赘述。
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